功率mos在电动车控制器中应用（mos，你了解多少）

(原)frh206

注册论坛几年了，从没发过贴，这次发个关于控制器mos使用的。希望车友能做相应了解，也希望能对控制器设计的朋友有点帮助。造福广大车友。
本人提出的一些看法有时只是为了易懂，并不太严谨，另外本人也确实能力有限。欢迎所有朋友从事技术讨论，大家一起进步。

   功率mos在电动车控制器中的作用非常重要就不多说了，简单来讲mos的输出电流就是用来驱动电机。电流输出越大（为了防止过流烧坏mos，控制器有做限流保护），电机扭矩就强，加速就有力（电机磁饱和前扭矩和相电流成正比）。
   mos在控制器电路中的工作状态。开通过程（由截止到导通的过渡过程），导通状态，关断过程（由导通到截止的过渡过程），截止状态，还有一非正常状态，击穿状态（小能量电流脉冲往往是可恢复击穿，即mos不会损坏）。

   Mos主要损耗也对应这几个状态，开关损耗（开通过程和关断过程），导通损耗，截止损耗（漏电流引起的，这个忽略不计），还有雪崩能量损耗。只要把这些损耗控制在mos承受规格之内，mos即会正常工作，超出承受范围，即发生损坏。而开关损耗往往大于导通状态损耗（不同mos这个差距可能很大），尤其是pwm没完全打开，处于脉宽调制状态时（对应电动车的起步加速状态），而最高急速状态往往是导通损耗为主。

   Mos损坏主要原因：过流，大电流引起的高温损坏（分持续大电流和瞬间超大电流脉冲导致结温超过承受值）；过压，源漏级大于击穿电压而击穿；栅极击穿，一般由于栅极电压受外界或驱动电路损坏超过允许最高电压（栅极电压一般需低于20v安全）以及静电损坏。



   Mos开关原理（简要）。Mos是电压驱动型器件，只要栅极和源级间给一个适当电压，源级和漏级间通路就形成。这个电流通路的电阻被成为mos内阻，就是导通电阻<Rds(on)>。这个内阻大小基本决定了mos芯片能承受的最大导通电流（当然和其它因素有关，最有关的是热阻）。内阻越小承受电流越大（因为发热小）。Mos问题远没这么简单，麻烦在它的栅极和源级间，源级和漏级间，栅极和漏级间内部都有等效电容。所以给栅极电压的过程就是给电容充电的过程（电容电压不能突变），所以mos源级和漏级间由截止到导通的开通过程受栅极电容的充电过程制约。关断过程和这个相反，不再描述。

   玩mos主要就是玩怎么最优控制它的栅极。麻烦问题还一大堆，因为内部这三个等效电容是构成串并联组合关系，它们相互影响，并不是独立的，如果独立的就很简单了。其中一个关键电容就是栅极和漏级间的电容Cgd，这个电容业界称为米勒电容。

   这个电容不是恒定的，随栅极和漏级间电压变化而迅速变化。这个米勒电容是栅极和源级电容充电的绊脚石，因为达到一个平台后，栅极的充电电流必须给米勒电容充电，这时栅极和源级间电压不再升高，达到一个平台，这个是米勒平台（米勒平台就是给Cgd充电的过程），米勒平台大家首先想到的麻烦就是米勒振荡。

   因为这个时候源级和漏级间电压迅速变化，内部电容相应迅速充放电，这些电流脉冲会导致mos寄生电感产生很大感抗，这里面就有电容，电感，电阻组成震荡电路（能形成2个回路），并且电流脉冲越强频率越高震荡幅度越大。所以最头疼的就是这个米勒平台如何过渡。

   如果开关速度很快，这个电流变化率很高，振幅加大并震荡延时（栅极电压震荡剧烈会影响栅极电容的充电速度，内部表现是电容一会充电，一会放电）。所以干脆开关慢点（就是栅极电容慢慢充电，用小电流充电），这样震荡是明显减轻了，但是开关损耗增大了。Mos开通过程源级和漏级间等效电阻相当于从无穷大电阻到阻值很小的导通内阻（导通内阻一般低压mos只有几毫欧姆）的一个转变过程。比如一个mos最大电流100a，电池电压96v，在开通过程中，有那么一瞬间（刚进入米勒平台时）mos发热功率是96*100=9600w！这时它发热功率最大，然后发热功率迅速降低直到完全导通时功率变成100*100*0.003=30w（这里假设这个mos导通内阻3毫欧姆）。开关过程中这个发热功率变化是惊人的。

   如果开通时间慢，意味着发热从9600w到30w过渡的慢，mos结温会升高的厉害。所以开关越慢，结温越高，容易烧mos。为了不烧mos，只能降低mos限流或者降低电池电压，比如给它限制50a或电压降低一半成48v，这样开关发热损耗也降低了一半。不烧管子了。这也是高压控容易烧管子原因，高压控制器和低压的只有开关损耗不一样（开关损耗和电池端电压基本成正比，假设限流一样），导通损耗完全受mos内阻决定，和电池电压没任何关系。我这里说的不一定每个人都需要很懂，大概能知道点就好了，做控制器设计的应该能理解。

   其实整个mos开通过程非常复杂。里面变量太多。总之就是开关慢不容易米勒震荡，但开关损耗大，管子发热大，开关速度快理论上开关损耗低（只要能有效抑制米勒震荡），但是往往米勒震荡很厉害（如果米勒震荡很严重，可能在米勒平台就烧管子了），反而开关损耗也大，并且上臂mos震荡更有可能引起下臂mos误导通，形成上下臂短路。所以这个很考验设计师的驱动电路布线和主回路布线技能。最终就是找个平衡点（一般开通过程不超过1us）。开通损耗这个最简单，只和导通电阻成正比，想大电流低损耗找内阻低的。

今天先到这了，太累了。呵呵，也快下班了 。写太多了容易看不出重点。可以先消化讨论下。当然对于对mos很熟的朋友，希望提出更多好的意见和办法。这里面目前是没有提解决方案的。

下面接着来。

认识功率mos（这个只能最简要描述，用词也不严谨，希望能看明白点）。我们电动车上用的功率mos和平常cmos集成电路中的小功率mos结构是不一样的。小功率mos是平面型结构。而电动车上上用的功率mos是立体结构。平面型结构是指，mos栅极，源级和漏级都在芯片表面（或者说正面），而沟道也在芯片表面横向排列。（我们常见的教科书的介绍mos原理一般都是拿平面结构介绍）。而功率mos的立体结构（沟道是深槽立体结构）是栅极和源级引线从芯片正面引出（其实栅极也不在表面而是内部，只是比较靠近表面），而漏级是从芯片背面引出（其实整个芯片背面都是漏级连接在一起的，整个个漏级用焊接材料直接焊接在金属板上，就是mos的金属背板，一般是铜镀锡的），所以我们见到的mos一般金属板和中间引脚（就是漏级）是完全导通的（有些特殊的封装是可以做到金属板和中间脚绝缘的）。沟槽立体结构的功率mos根据制造工艺和沟槽形状有很多分类，不再描述（原理都一样）。

这里有一点需要提出，功率mos内部从漏级到源级是有一个体二极管的，这个二极管基本上所有的功率mos都具有，和它本身结构有关系（不需要单独制造，设计本身就有）。当然可以通过改变设计制造工艺，不造出这个二极管。但是这会影响芯片功率密度，要做到同样耐压和内阻，需要更大的芯片面积（因为结构不同）。大家只是知道这回事就行了。

我们所见的一个mos管，其实内部由成千上万个小mos管并联而成（实际数量一般是上千万个，和芯片面积和工艺有关）。如果在工作中，有一个或几个小管短路，则整个mos表现为短路，当然大电流短路mos可能直接烧断了（有时表现为金属板和黑色塑封间开裂），又表现为开路。大家可能会想这上千万个小mos应该很容易出现一个或几个坏的吧，其实真没那么容易，目前的制造工艺基本保证了这些小单位各种参数高度一致性。它们的各种开关动作几乎完全一致，当然最终烧坏时，肯定有先承受不了的小管先坏。所以管子的稳定性和制造工艺密不可分，差的工艺可能导致这些小管的参数不那么一致。有时一点小的工艺缺陷（比如一个1um甚至更小的颗粒如果在关键位置）往往会造成整个芯片（缺陷所在的管芯）报废。

Mos封装。不同封装方式则内部寄生电感差异很大。电动车上常用的小管（TO-220封装）和大管（TO-247封装）封装电感都挺大，但是之所以它们用量很高，是因为这种结构散热设计比较容易（大功率下散热是非常重要的）。一般大管封装电感是大于小管的。在控制器设计时，mos封装寄生电感需要考虑，但也许无法解决，不过外部布线电感则必须设计合理，尤其是多管并联时做到均匀分配。

大管和小管的优缺点比较（只这两种比）。大管优点，金属背板面积大所以散热好做，封装电阻低（引线粗），所以封装电流可以做到很大（可以200a左右）。大管缺点，占地方大（这个很明显），封装电感稍大。小管优点，占地方小，封装电感稍小。小管缺点，封装电阻大（引线细），封装电流较小（一般120a以下），金属板面积小散热较弱。（封装电流和芯片过流能力是两个完全不同的概念，有的厂家规格书标芯片过流能力，而有的厂家是这两个电流哪个小标哪个。因为小的决定了整个管子的电流能力。这个问题以后在mos规格书介绍中再简单描述）

大管和小管简单误区及说明。千万不要认为大管的芯片面积一定大于小管的。有些芯片本来就有不同的封装方式，比如分别用小管和大管封装，其实它们的芯片面积一样大，大管封装只是为了散热更好些或封装电流更大些。所以大管封装里面芯片面积可大可小，同样小管封装里面芯片面积也可大可小。不过大管封装能容纳的最大芯片面积大概是小管封装的2倍（甚至多点）。举例说明，irfb4110用小管封装，芯片已经把小管内部填满了，面积再大小管放不进了，而为了得到更低内阻管子，所以有大管irfp4468，这个芯片面积比irfb4110大了一倍，所以它的内阻低了一半，各种电容大了一倍。所以一个4468的芯片成本是4110的2倍（同样大管封装成本也比小管高）。所以4468比4110贵了差不多一倍（相当于把两个4110封装在一起的等效效果）。

到目前基本都是理论描述了，可能有些朋友看起来会感觉枯燥乏味的。只要大概了解下就好了。以后会慢慢往最终用户使用推荐转变。因为只有了解了理论，你才能判断到底什么参数好什么参数坏。才能做正确的选型及应用。

好像论坛朋友提问题的不多啊？不提问题探讨就变成我自己在这演讲了，这样没互动啊。呵呵。应该有好多技术高手的，在不牵扯到商业机密前提下欢迎来讨论。到目前我说的这些东西应该都没牵扯到商业机密，都是基本的知识。另外我不在这回答具体哪个控制器好这种主管性很强的问题？一个是我好多根本就没用过，甚至没见过（见也是网上图片），另一个真的回答也是主管臆断成分很重。这样是很不好的。其实只要满足自己需求的控制器都是好控制器。因为买来就是用的，好用就行了。即使不好用，也许是你挑选不对，没找到合适型号。换别人使用可能好用。




下面介绍下对普通用户实用点的。
Mos挑选的重要参数简要说明。以datasheet举例说明。

栅极电荷。Qgs, Qgd

Qgs:指的是栅极从0v充电到对应电流米勒平台时总充入电荷（实际电流不同，这个平台高度不同，电流越大，平台越高，这个值越大）。这个阶段是给Cgs充电（也相当于Ciss，输入电容）。

Qgd:指的是整个米勒平台的总充电电荷（在这称为米勒电荷）。这个过程给Cgd（Crss，这个电容随着gd电压不同迅速变化）充电。
下面是型号stp75nf75.

我们普通75管Qgs是27nc，Qgd是47nc。结合它的充电曲线。

进入平台前给Cgs充电，总电荷Qgs 27nc，平台米勒电荷Qgd 47nc。

而在开关过冲中，mos主要发热区间是粗红色标注的阶段。从Vgs开始超过阈值电压，到米勒平台结束是主要发热区间。其中米勒平台结束后mos基本完全打开这时损耗是基本导通损耗（mos内阻越低损耗越低）。阈值电压前，mos没有打开，几乎没损耗（只有漏电流引起的一点损耗）。其中又以红色拐弯地方损耗最大（Qgs充电将近结束，快到米勒平台和刚进入米勒平台这个过程发热功率最大（更粗线表示）。

所以一定充电电流下，红色标注区间总电荷小的管子会很快度过，这样发热区间时间就短，总发热量就低。所以理论上选择Qgs和Qgd小的mos管能快速度过开关区。

导通内阻。Rds（on）。这个耐压一定情况下是越低越好。不过不同厂家标的内阻是有不同测试条件的。测试条件不同，内阻测量值会不一样。同一管子，温度越高内阻越大（这是硅半导体材料在mos制造工艺的特性，改变不了，能稍改善）。所以大电流测试内阻会增大（大电流下结温会显著升高），小电流或脉冲电流测试，内阻降低（因为结温没有大幅升高，没热积累）。有的管子标称典型内阻和你自己用小电流测试几乎一样，而有的管子自己小电流测试比标称典型内阻低很多（因为它的测试标准是大电流）。当然这里也有厂家标注不严格问题，不要完全相信。

所以选择标准是找Qgs和Qgd小的mos管，并同时符合低内阻的mos管。

但在同样工艺下，这2个影响充电电荷的参数和芯片面积成正比（就是芯片面积越小电容越小），而内阻和芯片面积成反比（芯片面积越大内阻越小）。就是说为了得到小的充电电容，必须用小的芯片面积，大的内阻，这样管子尽管开关速度快了，但是导通损耗在大电流下受不了。而在大功率应用场合，内阻还是起主导地位的。所以你会发现同一厂家的管子在同一工艺产品上（有的厂家不同工艺生产会有差异），内阻小的往往这两个电容参数大，并且是和内阻成反比例的变化。

那有没有既符合低内阻，电容特性又比较好的呢？半导体制造和设计一直在进步。即使目前特性不好的管子放在以前也是最好的。所以只有相对的更好。目前世界上不同设计厂家的产品技术差距还是相当大的。

下面对比一下我所知道的比较好的管子。还是以75v耐压为例（因为要和75nf75对比，需要同耐压）。Ipp062ne7n。 这个管子在73a的电流下典型内阻为5.6毫欧姆（英飞凌在to220封装下没有比这个内阻更大的75v耐压的管子了，本来想找个9毫欧姆的对比）。而75nf75在40a电流下内阻为9.5毫欧姆（是062ne7n内阻的1.7倍）。如果是同样工艺，那么062ne7n的各种电容参数应该比75管大1.7倍左右。我们看看它们的数据。

下面是75nf75管的



75管的Qgs和Qgd分别是27nc和47nc。而062ne7n的Qgs和Qgd分别是16nc和9nc，不但没有比75管大1.7倍左右，反而比它小非常多，Qgd只有75管的五分之一不到。所以它可以开关非常快（不过如果用户电路布线有问题还是不行，这是另一回事）。

下面对比两管充电曲线。注意下面2图每格代表电荷不一样）。可以看出062ne7n的米勒平台电荷很小（米勒电荷只有9nc）。


不过062ne7n的芯片面积比75nf75管还小。这更说明了两者的设计工艺差距。英飞凌在75v耐压上有一款面积最大的芯片（英飞凌低压全是小管封装，没大管to-247封装，只有高压mos才有用大管封装），这个芯片面积把小管基本填满了（不能再大了）。型号是ipp023ne7n。 面积是062ne7n的3.5倍左右，所以芯片内阻也是062ne7n的3.5分之一（我是说的芯片内阻，还有封装内阻，只要小管封装内阻基本差别不大，厂家标的内阻是芯片内阻和封装内阻的串联总和）。这个管子在100a电流下典型内阻2.1毫欧姆。小电流下实测是1.4毫欧姆左右（除去封装内阻，芯片内阻小电流下应该低于1毫欧姆）。当然它的米勒电荷也基本是062ne7n的3.5倍左右。典型值达到31nc（062ne7n是9nc）。
英飞凌管子自己生产（主要在欧洲奥地利和马来西亚），不让代工厂代工。价格也比较贵。我接触的也有限，希望朋友们提供更多物美价廉的型号选择。希望国内的设计公司早日设计出更优秀的管子，物美价廉惠及国内用户。也提高国际竞争力。尤其是IGBT方面，国内客户使用基本都是进口器件。国内igbt刚刚起步也是步履蹒跚。大功率igbt主要是工业用途或交通（动车或电动汽车），对可靠性稳定性要求很高，即使国内的稳定性很好，也不容易打入市场。有时客户习惯了一个品牌，不太愿意尝试其它品牌（尤其是刚起步不知名的），如果有问题，导致事故就麻烦了。所以也只能从民用慢慢建立品牌影响力。还有国内的半导体设备制造商，差距真的太大了。看看晶圆厂里设备90%以上都是国外的。好在这几年国内设备进步挺快。希望几十年后能出世界影响力的品牌（这里有点扯远了，纯粹发牢骚）。

注意选择管子不要只选择认为最好的，或选择贵的，要看总体设计。如果限流只需要18a，普通6管用75nf75完全搞定，干嘛要买很贵的管子替换呢，以适用为主。那种需要相线200a甚至500a或更高电流的控制器，确实要选择最好的管子，其实最好的也不够用，所以还要多管并联。多管并联设计难度比单管高的多（如果想达到同样稳定性）。管数越多，并联难度越大。在这种情况下，有必要用最好参数的管子来设计。如果用参数低的，理论上可以并联更多的管子来达到这个效果， 设计难度可以想象。比如500a相线电流控制器。尤其是高压高电流更是是难上加难。

(原)一路向北

撸过帮顶。。。。。。。。。。楼下继续、。、、

(原)KAUDIO

技术好帖

(原)c168001

这东西 不适合用户看.

wch222222

很好！学习了，希望如楼上的专业人士等多发表点技术看法普及下大众。

(原)sky89

付工好文，此文加精华了，欢迎大家多多技术交流分享，帖子内容稍微编辑了排版了，方便大家阅读~

(原)sniq405

这样就明白了~在起步加速过程中~为什么容易烧控！

(原)Amin

先顶再读！

(原)denon3721

lz早就该发类似这样的技术帖了，早点了解了这些信息我DIY的高压控制器也就不会爆掉那么多管子呢

(原)frh206

6# sky89
谢谢总版主编辑排版，还加精。看来我有空要多写点。呵呵